Zurück zu 4.2. Herstellung der Diodenträger

Die Vorverstärker werden gebildet aus dem Landungsverstärker mit externem FET und dem nachfolgenden symmetrischen Leitungstreiber.

Zunächst wurden die Vorverstärker allein, das heißt ohne angeschlossene Photodioden vermessen, um die Funktionsfähigkeit festzustellen. Weiterhin konnte dadurch festgestellt werden, inwieweit das Rauschen von der reinen Detektorkapazität abhängt.

Die Versuche fanden nicht im Rezipienten statt. Um trotzdem eine Abschirmung gegen Störeinstrahlungen zu haben, wurde ein faradayscher Käfig aus Aluminiumfolie aufgebaut, der an die Zentralmasse der Spannungsversorgung angeschlossen war. Die Versorgung erfolgte mit einem Labornetzgerät der Firma Rhode & Schwarz ungefiltert an alle vier Einheiten des Detektormoduls. Das über einen 1 pF Kondensator eingekoppelte Testsignal (ein Rechteck), wurde von einem Pulsgenerator von General Instruments Inc. erzeugt. Es wurde jeweils in einen Kanal eingespeist, während die anderen offen blieben.

Zunächst stellte sich heraus, daß die Vorverstärker keine Funktion hatten. Durch einen Fehler bei der Benennung der Massen der Erstellung des Schaltplans wurden nicht alle Masseanschlüsse miteinander verbunden, es gab zwei getrennte Massepotentiale. Dieser Fehler konnte durch eine Drahtbrücke zwischen den beiden Potentialen behoben werden.

Der Gleichspannungsoffset UOff an den positiven und negativen Ausgängen der Vorverstärker beeinflußt die Verlustleistung. Die Ausgänge sollten am Eingang des nachfolgenden Symmetrie-Hauptverstärkers mit jeweils 50 W abgeschlossen sein. Diese Leistung muß der Leitungstreiber des Vorverstärkers zusätzlich erbringen. Die verwendeten Symmetrieverstärker haben jedoch nur einen Eingangswiderstand von 2 kW, obwohl sie speziell für das Experiment gefertigt wurden. Tabelle 6 zeigt die ermittelten Offsetspannungen im Leerlauf.

Das Übersprechen wurde jeweils zwischen den beiden auf einer Vorverstärkerplatine befindlichen Schaltungen gemessen. Das Übersprechen zu einem Kanal der anderen Platine sollte noch geringer sein, da der Abstand höher ist, und wurde deshalb nicht aufgenommen.

Das Übersprechen selbst war so gering, daß es im Grundrauschen unterging. Um es meßbar zu machen, wurde die 'Average'-Funktion des eingesetzten Tektronics-Oszilloskopes benutzt. Diese Meßart unterdrückt zufälliges Rauschen. Das Oszilloskop nimmt die Daten nach dem Triggersignal normal in den Speicher auf. Bei dem nächsten Trigger mißt es erneut die Kurvenform, bildet dann aber punktweise den Mittelwert zwischen jedem gemessenen Punkt und den dazugehörigen bereits gespeicherten. Das Rauschen mittelt sich so mehr und mehr aus, während das eigentlich zu messende, periodische Signal unberührt bleibt. Es wurde bei jeder Messung über 1500 Sekunden gemittelt. Abbildung 23 zeigt die Signalverläufe während solch einer Messung.

Die Übersprechdämpfung errechnet sich aus der Amplitude des Nutzsignales US und der Amplitude des Signals auf dem Nachbarkanal UN, die im Idealfall Null sein sollte:

Die verschiedenen Übersprechdämpfungen sind in Tabelle 7 angegeben. Die Dämpfung beträgt im Mittel 55 dB. Dieser Wert ist gut genug, um auch größte Energiesignale von 300 keV auf dem benachbarten Kanal im Grundrauschen untergehen zu lassen. Sie würden dort ein Signal äquivalent zu Ereignissen mit 0,5 keV erzeugen, das Rauschen hört jedoch erst bei etwa 30 keV auf.

Es wurde untersucht, inwieweit die Detektorkapazität Cj einen Einfluß auf das Grundrauschen des Verstärkers hat. Zunächst wurde er ohne Photodiode mit verschiedenen Kondensatoren betrieben und vermessen. Im zweiten Abschnitt wird auf die Abhängigkeit des Rauschen von der Vorspannung der Dioden eingegangen.

Gleichung 16 macht deutlich, daß eine starke Abhängigkeit des Rauschens von der Eingangskapazität zu erwarten ist. Anstelle der Diode wurden ein 1 pF Kondensator, ein 10 pF, zwei 10 pF parallel und eine Drahtbrücke eingesetzt. Da die Diode über einen 2,2 nF Kondensator an den Vorverstärker gekoppelt ist, wirkt durch die Drahtbrücke im letzten Fall nur dieser. Das Gate des Eingangs-Feldeffekttransistors sollte nicht unbeschaltet gelassen werden.

Fehlt eine wechselspannungsmäßig leitende Verbindung, kann kein Rauschstrom aus dem Gate abfließen, IGS ist zwangsläufig Null. Um den gesamten Rauschbeitrag des FET beurteilen zu können, wurde die Schaltung zusätzlich zwischen FET und OP getrennt und auf Masse gelegt. Die Ergebnisse der Messungen sind in Tabelle 7 zusammengefaßt.

Tabelle 8: Rauschverhalten bei Änderung der Eingangskapazität Cj

Die Kurvenverläufe der Messung mit 10 pF sind in Abbildung 24 wiedergegeben. Die obere Kurve, Kanal 1, stellt das Signal nach dem Symmetrieverstärker dar. Kanal 2 zeigt den Verlauf der Ausgangsspannung des pulsformenden Hauptverstärkers, die dem Peak-Sensing ADC zugeführt wurde. Wenn dieser einen Peak entdeckt hat, wechselt die Spannung an Kanal 3 nach high, der Wert wird aufgenommen und im MCA ausgewertet. Man erkennt gut, daß nur positive Pulse mit einer Mindestamplitude erkannt werden.

Abbildung 24: Signalverläufe während der Rauschmessung mit einem Cj von 10 pF. Kanal 1 ist das Signal nach dem Symmetrieverstärker, Kanal 2 nach dem pulsformenden Verstärker und Kanal 3 der Triggerausgang des Peak-Sensing ADC.

Eine Erhöhung der Vorspannung bewirkt zunächst ein stärkeres Ausbreiten der RLZ in der Diode. Die Kapazität nimmt proportional zur Spannungserhöhung ab (vergl. Gleichung 17). Zugleich nimmt jedoch der Sperrstrom nach Gleichung 14 und somit das Schrotrauschen zu. Wenn sich die RLZ durch den gesamten Halbleiter erstreckt, kann eine Erhöhung der Vorspannung keine weitere Ausdehnung der Raumladungszone bewirken, Cj bleibt annähernd konstant. Der Sperrstrom nimmt jedoch weiter zu und verschlechtert so das Rauschverhalten des Detektors.

Die Spannung ist also so zu wählen, daß sich die RLZ gerade ganz durch den Halbleiter erstreckt. Dies ist bei den verwendeten Dioden etwa bei -60 V bis -70 V gegeben [Sie97b]. Eine Erhöhung auf -100 V brachte eine leichte Verschlechterung der Rauschgrenze um wenige keV. Bei einer Spannung von -140 V stieg die Rauschgrenze um etwa 4 keV. Die volle Durchbruchsfestigkeit, die bei etwa -1600 V liegt [Sie97b], auszunutzen, hat also nur einen negativen Effekt. Andererseits darf die Sperrspannung aber auch nicht so klein sein, daß die Elektronen nicht mehr vollständig in der Tiefe der RLZ gestoppt werden können. Versuche mit einer Spannung von -30 V zeigten ein Fehlen der hochenergetischen Spektrallinien ab 200 keV, da die Energie dieser Elektronen nicht mehr meßbar war.

Die folgenden Versuche wurden mit einer Vorspannung von -65 V durchgeführt.

Nun soll gezeigt werden, welche Wege beschritten wurden, um die Ursachen des Rauschen zu ermitteln, und welche Maßnamen eine Verbesserung versprachen. Zunächst wird das Meßsystem näher vorgestellt und auf einige allgemeine Schwierigkeiten bei den Messungen eingegangen. Im zweiten Abschnitt finden sich die konkreten Untersuchungen.

Um die Leistungsfähigkeit des Detektorsystems festzustellen, wurden wiederholt Spektren aufgenommen. Aus Spektren der Bariumquelle konnte zunächst der Detektor energiekalibriert und dann die jeweiligen Energieauflösungen bestimmt werden. Die Rauschgrenze ist jedoch schwierig aus diesen Spektren zu ermitteln. Hierzu wurden Spektren ohne Elektronenquelle aufgenommen. Diese sind nicht kalibrierbar, da keine bekannten Linien vorhanden sind. Statt dessen erfolgten die Messung unter den gleichen Bedingungen, wie jeweils eine Messung mit Quelle, und die Energieempfindlichkeit des Detektorsystems wurde einfach übernommen. Selbst wenn sich durch eine geringe Drift der verwendeten Bauteile die Arbeitspunkte und damit die Energieempfindlichkeit des Detektors ändern sollte, ist dies nicht kritisch, da mit den Spektren ohne Quelle nur niedrige Energien bestimmt werden sollen. Eine Drift der 320 keV-Linie um 1 keV macht sich bei der Rauschgrenze von 30 keV nur mit 0,09 keV bemerkbar. Es war aber darauf zu achten, die Drift so klein wie möglich und die Betriebsbedingungen mithin konstant zu halten.

Die Notwendigkeit zur Energiekalibrierung darf nicht übersehen werden. Durch bloßes Messen der Rauschamplitude und Vergleich der Werte verschiedener Bedingungen können keine zuverlässigen Aussagen getroffen werden. Bei einer Änderung der Betriebstemperatur von +20°C auf -200°C verschob sich beispielsweise die 320 keV-Linie um über 20 keV. Der Signal-Rausch-Abstand ist der Quotient von Nutzsignal zu Rauschsignal. Ändert sich die Empfindlichkeit des Detektors zum Beispiel aufgrund einer Temperaturänderung, so können sich Nutz- und Rauschsignal unterschiedlich stark mitändern. Zur Bestimmung des Signal-Rausch-Abstandes müßen also beide Werte bestimmt werden. Messungen ohne Kalibrierung, wie sie etwa in [Pol97] zu finden sind, sind also ohne große Aussagekraft und können höchstens einen Trend wiedergeben.

In Abbildung 25 ist ein Ereignis dargestellt. Kanal 1 zeigt den Spannungsverlauf vor dem Hauptverstärker. Ein Elektron hatte in der Diode einen Ladungspuls erzeugt, der vom Vorverstärker integriert in einen Spannungshub von etwa 25 mV resultierte.

Der weitere Verlauf zeigt die Entladekurve des Integrationskondensators mit der Zeitkonstanten t=RfCf von 100 ms. Mit Kanal 2 wurde das Ausgangssignal des pulsformenden Filterverstärkers aufgenommen, die Verstärkung betrug etwa 90. Es ist deutlich zu sehen, wie das Rauschen im Vergleich zur Pulshöhe abgenommen hat. Weiterhin erkennt man, daß der nun geformte Puls eine wesentlich kürzere Dauer hat. Der Spannungsverlauf an Kanal 3 gibt die Zeitpunkte der Analog-Digitalwandlung wieder. Jeder der Pulse dort steht für einen vom ADC erkannten Peak.

Die aufgenommenen Spektren sind eine statistische Auswertung der Daten. Um eine hohe Genauigkeit zu erhalten, ist also die Datenbasis möglichst groß zu machen - also viele Ereignisse zu betrachten. Nach längeren Meßzeiten geht das Histogramm in einen geschlossenen Kurvenzug über. Für das in Abbildung 26 wiedergegebene Spektrum wurde über eine Zeit von 13 Stunden gemessen. Die während der folgenden Untersuchungen aufgenommenen Spektren hatten oft nur ein Zehntel der statistischen Datenbasis, die jedoch noch aussagekräftig genug ist.

Es soll nochmals erwähnt werden, daß die beste Zeitkonstante des pulsformenden Verstärkers nur durch Experimente gefunden werden kann. Wird der Aufbau des Detektors verändert, so ist die Konstante erneut zu bestimmen. Die durchgeführten Versuche wurden alle mit einer Zeitkonstanten von 3 ms gemessen.

Weiterhin sollte auf den Abgleich des Hauptverstärkers geachtet werden [Ort92]. Im Eingangskreis wird das Signal differenziert. Das Eingangssignal folgt der Funktion

Mit der Übertragungsfunktion eines Differenzierers ergibt dies im Bildraum

Und nach Rücktransformation erkennt man den Grund für ein mögliches Unterschwingen das Ausgangssignals wenn T0 ungleich T1

Durch das Unterschwingen kann der nachfolgende Impedanzwandler in die Sättigung gelangen. Diese zu verlassen benötigt einige Zeit, während der Verstärker kein Ausgangssignal liefert. Der verwendete Verstärker besitzt eine Abgleichschaltung für diesen Fall. Ist er unterkompensiert, so sind Unterschwinger zu beobachten. Überkompensation führt zu einem zu langsamen Abklingen des Ausgangssignales, mit der Zeitkonstante des Eingangssignales. Der Verstärker sollte also so abgeglichen werden, daß kürzeste Ausgangspulse ohne Unterschwingen zu beobachten sind.

Im Abschluß soll noch auf zwei aufgetretene Störungen eingegangen werden. Zwei der verwendeten Geräte, der MCA und das Speicheroszilloskop, besaßen eine zeilenweise angesteuerte Elektronenstrahlröhre zur Bilddarstellung. Die hiervon emittierten elektromagnetischen Wechselfelder koppelten sich in die Meßleitungen ein, wenn diese zu dicht an den Bildschirmen vorbeigeführt wurden.

In Abbildung 27 ist ein Spektrum ohne Quelle dargestellt. Bei der Messung wurde mit dem Oszilloskop die Eingangsspannung des Hauptverstärkers überwacht. Die koaxiale Meßleitung vom Oszilloskop zum Verstärkereingang führte in etwa 1,5 cm Entfernung am Bildschirm des MCAs vorbei; die Zeilensignale wurden übergekoppelt, verstärkt und in den ADC geleitet, welches massive Störungen verursachte. Es sollten bei Messungen möglichst alle nicht benutzen Leitungen entfernt werden, und es ist darauf zu achten, daß alle Leitungen, insbesondere solche mit kleinen Signalpegeln, nicht in der Nähe von Bildschirmen oder anderen Erzeugern von elektromagnetischen Wechselfeldern verlaufen.

Eine andere Störung wurde durch den Hauptverstärker selbst verursacht. Zeitweise stieg das Grundrauschen des Detektors scheinbar an. Ohne daß etwas an dem Aufbau berührt wurde, kam und ging der Effekt. Zunächst wurde angenommen, daß ein Störsignal von einem anderen Experiment eingekoppelt wird. Eine gleichzeitige Messung von Eingang- und Ausgangssignal des Hauptverstärkers (Abb. 28) offenbarte dann den Grund der Störungen. Zwischen der links und der rechts dargestellten Messung liegen nur Minuten. Das Eingangssignal des Verstärkers ist in beiden Fällen identisch, die Störung wird im Hauptverstärker erzeugt. Eine Fehlersuche in der Elektronik des Verstärkers blieb erfolglos, jedoch trat der Effekt nicht wieder auf, nachdem der Hauptverstärker durch ein anderes baugleiches Modul ersetzt wurde.

Hier wird nun der Einfluß verschiedener Faktoren auf die Rauschgrenze und die Energieauflösung untersucht.

Bei der Signalübertragung werden sehr geringe Pegel im Bereich einiger mV verwendet. Solche Signale sind für Störungen durch Masseströme, sogenannte Brummschleifen, sehr empfindlich. Wenn möglich, sollten die Massen einen zentralen Knoten besitzen, da dann keinerlei Leitungsschleifen entstehen. Von diesem Konzept sollte nur dann abgewichen werden, wenn die dann möglicherweise sehr langen Masseleitungen Störungen auffangen können. Oft hilft es, zwei miteinander verbundene Massepunkte zu konstruieren. Doppelte Verbindungen eines Massepotentials sollten auf jeden Fall vermieden werden. Weitere Informationen über störunempfindliche Masse-Konzepte finden sich in [Fra95].

Als zentraler Massepunkt wurde die Vakuumdurchführung zum Rezipienten gewählt. Hier wurde die Masse der beiden Spannungsversorgungen und die Masse der Schilde des Ausgangssignals gekoppelt. Weiterhin befindet sich hier eine leitende Verbindung zum Rezipienten und zum Detektorhalter. Ein sekundärer Masseknoten innerhalb des Rezipienten brachte eine leichte Verbesserung der Störunempfindlichkeit. Dieser verband die Primärmasse mit den Massen aller vier Vorverstärker und abermals der des Detektorhalters. Ein Mitanschließen des Potentials des 'kalten' Teils des Detektorhalters brachte keine Verbesserung, so daß dieser nur indirekt über das Kühlaggregat und den Rezipienten an die Primärmasse angeschlossen war.

Der eingesetzte symmetrische Leitungstreiber arbeitet ohne Spannungsverstärkung. Die vom Ladungsverstärker erzeugten Signale werden mit demselben niedrigen Pegel zum Hauptverstärker übertragen. Der Leitungstreiber bietet jedoch auch die Möglichkeit der Verstärkung der zu übertragenden Signale. Durch Verändern des Widerstands R6 kann man in einfachster Weise die Verstärkung beeinflussen.

Durch eine Erhöhung der Verstärkung steigt der Signalpegel auf der Übertragungsleitung. Der Rausch-Signal-Abstand sollte also steigen, wenn das Rauschen vornehmlich von der Übertragungsstrecke stammt.

Parallel zum Widerstand R6 wurde ein 100 W Widerstand eingelötet; die Verstärkung steigt damit von 1 auf 3. Ein Vergleich des vor und nach der Änderung gemessenen 320 keV-Peaks im Bariumspektrum zeigt (siehe Abb. 29), daß kaum eine Verschmälerung des Pulses eintrat.

Hieraus läßt sich schließen, daß die Störeinkopplung in die Übertragungsleitungen nicht wesentlich zum Rauschen beitrugen.

Um festzustellen, ob das Rauschen durch Störungen in den Versorgungsspannungen verursacht wird, wurden die drei Gleichspannungen zusätzlich nach Abbildung 30 gefiltert. Diese Maßnahme brachten jedoch keinerlei Änderung, so daß die Einkopplungen durch die Versorgungsleitungen anscheinend vernachlässigt werden können.

Abbildung 31 zeigt die durch Netzbrumm verursachte Rauschamplitude. Hierzu wurde das Ausgangssignal des Detektors gemessen; getriggert wurde jedoch auf die Netzfrequenz. Durch Mittelwertbildung über viele Perioden (Betriebsart 'Average' des Oszilloskopes) wurden die Störungen sichtbar, die synchron mit dem Netzsignal sind.

Die Amplitude liegt bei 1,5 mVSS. Der nachgeschaltete pulsformende Filterverstärker filtert jedoch dieses Signal vollständig aus.

Die Variation der Rückkoppelkapazität Cf gestaltet sich schwierig, da die Abgleichbedingung laut Gleichung 27 gegeben sein muß und diese sich bei dem verwendeten Filterverstärker nur begrenzt verstellen ließ. So ist auch in Abbildung 32 ein starkes Unterschwingen auf Kanal 2 zu sehen. Diese Abbildung zeigt den Verlauf des Signals bei minimaler Rückkoppelkapazität. Der vorgesehene Kondensator wurde ausgebaut, und es wirkten nur noch die parasitären Kapazitäten der sich nähernden Leiterbahnen.

Das Grundrauschen ist um etwa das 10fache auf fast 100 mVSS angestiegen, das Nutzsignal bei vergleichbaren Elektronenenergien allerdings um etwa denselben Faktor, so daß der Signal/Rausch-Abstand in etwa gleich geblieben ist. Die Verkleinerung des Integrationskondensators brachte also keine Verbesserung.

Bei dem Entwurf des Ladungsverstärkers wurde der Arbeitspunkt des Eingangstransistors nur überschlägig bestimmt. Das in den Datenblättern gegebene Rauschminimum liegt bei ID0/2 mit ID0=Leerlaufstrom mit Gate gegen Source kurzgeschlossen. Es wurden bei etwa 30 Exemplaren der Leerlaufstrom vermessen. Die Werte schwankten stark zwischen 5 mA und 15 mA [Mei97]. Transistoren mit gleichem ID0 von 11 mA wurden für den Aufbau selektiert was in einem Arbeitspunkt bei 5,5 mA (ID0/2) resultierte.

Vergleiche mit Schaltungen anderer Institute ergaben, daß diese den Arbeitspunkt zu geringeren ID einstellen. Bei demselben Transistortypen lag ID bei 3,5 mA.

Um den Arbeitspunkt verschieben zu können, wurde der Widerstand R3 durch ein Potentiometer ersetzt. Der Wert von R3 wurde nun variiert, ein Spektrum mit Elektronenquelle zur Energiekalibrierung aufgenommen und danach eines ohne Quelle zur Bestimmung der Rauschschwelle. Die Ergebnisse werden in Abbildung 33 wiedergegeben. Ausgelegt wurden die Verstärker mit einem Widerstandswert von 1 kW. Die Ausgleichsfunktion zeigt ein Minimum im Rauschen bei 1,55 kW.

Abbildung 33: Abhängigkeit der Rauschschwelle vom Arbeitspunkt des FET. R3 bestimmt den Ruhestrom durch den FET.

Der Ruhestrom ID ist abhängig von dem Wert von R3 und der durch R1 und R2 bestimmten Spannung. Werden R1 und R2 unverändert gelassen, so errechnet sich ID zu

Der Strom beträgt bei dem ermittelten Minimum des Rauschens ID=3,9 mA. Die Rauschschwelle verschiebt sich bei vermindertem Ruhestrom, wenn man die Ausgleichskurve zu Grunde legt, um 20 % nach unten. Die sorgfältige Wahl des FET-Arbeitspunktes bietet also ein sehr hohes Potential zur Rauschverminderung.

Die symmetrische Signalübertragung vom Vor- zum Hauptverstärker wurde gewählt, weil die anfangs eingesetzten, kommerziellen Vorverstärker diesen Betriebsmodus bieten. Hierbei wird das Signal einmal positiv und einmal invertiert über ein verdrilltes Aderpaar übertragen. Vor dem Hauptverstärker wird das symmetrische Signal durch Subtraktion in ein unipolares gewandelt. Wird eine Störung in die Leitung eingekoppelt, so ist diese auf beiden Leitungen zu finden, die Differenz ist Null (vergl. Abb. 34). Dieses Verfahren bietet also eine größere Störsicherheit.

Jedoch wird das Signal, welches nur eine relativ geringe Spannung von einigen mV besitzt, über zwei Komponenten (symmetrischer Leitungstreiber und Subtrahierer), die eigentlich nicht nötig wären, geleitet. Diese Komponenten fügen dem Signal ihrerseits Rauschen hinzu. Eine symmetrische Übertragung ist also nur dann von Vorteil, wenn das Rauschen durch die zusätzlichen Komponenten kleiner ist als der Gewinn durch die Störunterdrückung.

Es wurde ein Vorverstärker zwischen Ladungsverstärker und Leitungstreiber aufgetrennt und das Signal über koaxiale Leitungen direkt zum Hauptverstärker geführt. Ein in dieser Konstellation aufgenommenes Barium-Spektrum wurde mit einem vorher gemessenen verglichen, für welches derselbe Vorverstärker in symmetrischer Schaltung diente. Abbildung 35 zeigt die Verbesserung durch Weglassen der symmetrischen Übertragung. Die Halbwertsbreite des 320 keV-Peaks ging von 10,2 keV auf 8,2 keV zurück.

Durch den Wegfall des Leitungstreibers hatte sich die Verlustleistung des gesamten Vorverstärkers so stark verringert, daß eine Kühlung des 'warmen' Teils mittels Kühlwassers nicht mehr erforderlich war.

Die Veränderung der Werte für Energieauflösung und Grundrauschgrenze mit der Temperatur wurde gemessen. Hierzu wurden Barium-Elektronenspektren bei verschiedenen Temperaturen des 'kalten' Teils des Detektors gemessen. Der wassergekühlte Teil veränderte dabei auch seine Temperatur um insgesamt 10 K (Tabelle 9).

Tabelle 9: Veränderung der Temperatur des Leitungstreibers auf dem wassergekühlten 'warmen' Teil des Detektorsystems mit der Temperatur des 'kalten' Teils.

Da die Konfiguration mit coaxialer Signalübertragung etwas bessere Ergebnisse lieferte, werden hier in Abbildung 36 nur diese vorgestellt. Ein Vergleich mit den Daten des unmodifizierten Ladungsverstärkers bestätigten den Ansatz, daß die Rauschanteile in der Form

addiert werden müssen. Hierbei ist usum das Gesamtrauschen, uLT das durch den Leitungstreiber verursachte Rauschen und uDet das des Detektors. Hiernach entspricht das Rauschen des Leitungstreibers zusammen mit dem Symmetrieverstärker einem Rauschen von etwa 6 keV, dieses nimmt mit der Temperatur (siehe Tabelle 9) allerdings bis auf etwa 4 keV ab.

Abbildung 36: Peak mit Breiten bei 320 keV im Bariumspektrum bei verschiedenen Temperaturen in °C. a: +20; b: +20; c: +10; d: 0; e: -10; f: -20; g: -30; h: -30; i: -45; k: -60; l: -80; m: -120; n: -200

Um die Leistungsfähigkeit der Eigenentwicklung zu überprüfen, wurde ein einkanaliger Detektor mit einem kommerziellen Ladungsverstärker aufgebaut. Die Firma AmpTek bietet einen Ladungsverstärker in einem Hybridmodul an, den A250. Das Rauschen des Verstärkers soll laut Hersteller [Amp97] im Vergleich mit den anderen rauschenden Komponenten, wie FET und Detektordiode, vernachlässigbar sein. Er ist für einen externen, gekühlten FET ausgelegt und kann in verschiedenen Konfigurationen betrieben werden. Er erschien also trotz seines hohen Preises von 1200 DM ideal für einen Vergleich.

Für das Modul ist eine spezielle Erprobungsplatine erhältlich, mit der sämtliche Konfigurationen getestet werden können. Jedoch ist diese aus einem speziellen Teflonmaterial gefertigt. Um einen möglichst realistischen Vergleich mit unserem Verstärker zu ermöglichen, sollte jedoch möglichst dasselbe Platinenmaterial verwendet werden, damit die verschieden starken Leckströme zwischen einzelnen Leiterbahnen keinen Einfluß auf das Ergebnis haben.

Es wurde eine Schaltung erstellt, bei der sich alle Anschlußvarianten des A250 nutzen lassen. So können verschiedene innere Integratoren aufgeschaltet oder ein externer benutzt werden. Für den Ruhestrom des FET kann die integrierte Quelle benutzt werden. Die Varianten können größtenteils mit Jumpern gewählt werden, so daß ein einfaches Experimentieren mit der Schaltung möglich ist.

Die Qualität der wenigen erforderlichen Bauteile entsprach der bei dem FHL-Detektor verwendeten Bauelemente, um die Vergleichbarkeit zu wahren. So wurden für die Widerstände Minimelf-Typen desselben Herstellers eingesetzt. Als einzige Verbesserung wurde beim Erstellen der Fräsdaten ein anderes Verfahren gewählt. Dieses verbindet nicht einfach nur die erforderlichen Punkte miteinander, sondern schließt alle unbenutzten Flächen an Masse an. Dadurch wird eine höhere Abschirmung benachbarter Signalleitungen gegeneinander erreicht, wenn eine Massefläche zwischen ihnen liegt.

Die Vermessung des Verstärkers erfolgte unter den selben Bedingungen, wie die des FHL-Detektors. Die Vorverstärkerplatine wurde von dem Detektorhalter entfernt und statt dessen die A250-Platine befestigt. Da diese doppelseitig bestückt war, wurde sie auf einen Kunststoffisolator geschraubt. Die Platine des 'kalten' Teils des FHL-Detektors, die FET-Platine, kam weiterhin zum Einsatz. Sie stellte bei allen Messungen den Dioden die Hochspannung bereit. Bei weiteren Testläufen wurden auch der FET in verschiedenen Konfigurationen und die Integrationsglieder benutzt.

Um beurteilen zu können, welche Komponenten des Detektors wie stark zum Rauschen und zur Energieauflösung beitragen, wurden schrittweise interne Elemente des A250 deaktiviert und durch die beim FHL-Detektor verwendeten ersetzt. Abbildung 37 zeigt jeweils auf der linken Seite die Bauteile der FHL-FET-Platine, auf der rechten die vom A250 bereitgestellten. Bei dem im jeweils rechten Block eingezeichneten FET handelt es sich um den mit dem A250 mitgelieferten.

Zunächst wurde von der FET-Platine des FHL-Detektors nur die Hochspannungsversorgung der Photodioden benutzt (Abb. 37a). Hierzu zählt auch die Gleichspannungs-Entkopplung des Signals. Der beim A250 beiliegende FET wurde auf kürzestem Wege 'freiluft' verdrahtet. Nun wurden mehrere Barium-Spektren aufgenommen, um die beste Zeitkonstante des TSCAs zu ermitteln und dessen Verstärkung so einzustellen, daß das Ausgangssignal denselben Energie-zu-Spannung Faktor aufwies, wie es das FHL-Detektorsystem tat. Erstes ist notwendig um die beste Rauschunterdrückung zu erreichen. Die Zeitkonstante war wiederum 3 µs. Auf einen konstanten E/U-Faktor wurde geachtet, um mögliche Unlinearitäten des ADCs ignorieren zu können. Würden Energielinien des Barium-Spektrums auf einen anderen Ort im Spannungsraum abgebildet, könnten sich Verzerrungen desselben bemerkbar machen. Für die Integration wurde die kleinstmögliche Kapazität gewählt: 1 pF. Die Entladung des Kondensators ist intern mit 300 MW vorgesehen. Eine Darstellung des gemessenen 320 keV-Peaks ist in Abbildung 38 links unten zu sehen. Die Halbwertsbreite der Linie betrug 5,9 keV, also eine Energieauflösung von 1,8%.

Nun wurde der FET und die Integrationskomponenten von dem FHL-Detektor benutzt. Wiederum wurden Zeitkonstante und Verstärkung des TSCAs abgeglichen, bevor ein Spektrum aufgenommen wurde. Die Integration erfolgte jetzt also mit 1 pF und 100 MW. Die Stromversorgung des FETs erfolgte aber noch aus dem A250 heraus (Abb. 37b). Die Energieauflösung wurde durch diese Maßname etwas besser; die 320 keV-Linie hatte nur noch eine Breite von 4,8 keV (1,5%). In Abbildung 38 rechts unten ist der Peak zu sehen. Darüber ist das gesamte gemessene Spektrum dargestellt und zum Vergleich mit einer Messung mit dem FHL-System hinterlegt. Zusätzlich sieht man im oberen Diagramm von Abbildung 38 Messungen des Spektrums ohne Quelle. Hier kann man nun das Einsetzen des Rauschens beurteilen, welches unter 10 keV statt bei 32 keV liegt.

Zuletzt wurde der FET nicht mehr mit Strom aus dem A250 versorgt, sondern die Versorgung analog zur Eigenentwicklung aufgebaut (Abb. 37c). Hierbei wird der Transistor nicht mehr in der von Amptek vorgeschlagenen Source-Schaltung, sondern in Drain-Schaltung betrieben. Die geringere Spannungsverstärkung macht sich nicht bemerkbar, und der Vorteil der Drain-Schaltung [MIB90], der geringere Ausgangswiderstand, ist hier nicht von Nutzen. Es konnten jedoch keine Veränderungen im Vergleich mit dem vorherigen Aufbauzustand festgestellt werden, so daß hier keine Spektren vorgestellt werden.

Um den Einfluß der Kühlung zu untersuchen, wurden nun Messungen mit dem Aufbau nach Abbildung 37c durchgeführt, da dieser in den Voruntersuchungen die besten Ergebnisse lieferte. Drei verschiedene Temperaturen wurden untersucht: Raumtemperatur (18°C), 0°C und -120°C. Es wurden jeweils Spektren des Bariums aufgenommen, und zur Bestimmung des Eigenrauschens des Detektorsystems identische Messungen ohne Quelle. Die Verstärkung und Zeitkonstante des TSCAs wurden hierbei zu den Vormessungen unverändert gelassen.

Die Ergebnisse zeigen eine deutliche Verbesserung bei Kühlung auf 0°C. Weiteres Verringern der Temperatur zeigt keine große Wirkung bei der erreichten Energieauflösung. So werden in Abbildung 39 nur die Kurvenverläufe bei RT und -120°C vorgestellt und verglichen. In Teilbild 39a ist eine Vergrößerung des 320 keV-Peaks zu sehen. Die Halbwertsbreite der kälteren Messung (untere Kurve) ist deutlich schmaler als bei der warmen Messung. Es zeigt sich, daß auch Doppellinien, die vorher einen Gesamtpeak erzeugten, mit dem gekühlten Detektor getrennt werden können. Dies ist in Abbildung 39c im Bereich von 30 keV ersichtlich. Im unteren Spektrum sind zwei Einzelspitzen zu sehen, wo im warmen Zustand (obere Kurve) nur ein einzelner verschmierter Puls zu sehen ist. Es wird gekühlt auch ein Peak bei 80 keV sichtbar, der bislang nicht nachweisbar war (Abb. 39d). In diesem Diagramm ist das ungekühlte Spektrum etwas senkrecht nach oben verschoben worden, um die Vermischung der Kurven zu reduzieren und ein klareres Bild zu vermitteln.

Die Messungen ohne radioaktive Quelle sind in Abbildung 39b dargestellt. Hier ist deutlich das Abnehmen der Rauschschwelle mit sinkender Temperatur sichtbar. Der 'linke' Verlauf wurde bei -120°C gemessen, der 'mittlere' bei 0°C und der letzte bei RT.

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